Сопротивления транзисторов

и примите во внимание, что переменная составляющая коллекторного тока гк=5и. Пренебрегите влиянием внутреннего сопротивления транзистора.

9.12. К пояснению сопротивления транзистора для постоянной и переменной составляющих выпрямленного тока

9.6. Определить, насколько частота колебаний транзисторного генератора отклоняется от резонансной частоты контура ( 9.1, а), если аргумент комплексной крутизны cps = 25°. Параметры контура: 1 = 80 мкГ, С=320 пФ, (2 = 50. Влиянием выходного сопротивления транзистора пренебречь.

Режим короткого замыкания по переменному току соответствует режиму, при котором напряжение в цепи не зависит от тока. Практически это осуществляется включением на вход или выход емкостного сопротивления, величина которого много меньше величины входного или выходного сопротивления транзистора. Система «/-парамет-

Далее расчет ведем по семейству входных характеристик ( 8.49,а). Поскольку у транзисторов входные характеристики расположены близко друг к другу, то в качестве рабочей входной характеристики можно принять одну из статических входных характеристик, соответствующую активному режиму, например характеристику, снятую при ?/кэ= — 5 В. Это можно сделать в том случае, если источник усиливаемых колебаний работает как генератор тока, т. е. когда внутреннее сопротивление источника колебаний значительно больше входного сопротивления транзистора. Из графика находим:

Следовательно, на нагрузке Rs создается выходной сигнал, усиленный по напряжению и мощности, так'как входной и выходной токи примерно равны, а сопротивление нагрузки во много раз больше входного сопротивления транзистора переменному току.

Параметр h\\ представляет собой значение входного сопротивления транзистора при коротком замыкании на выходе и измеряется в омах:

Транзистор в схеме с общей базой будет работать в динамическом режиме благодаря резистору ^к, включенному в цепь коллектора ( 46). Источник сигнала С/вх, включается в цепь эмиттера последовательно с источником смещения Е^. Напряжение на коллекторе определяется выражением икъ = Ек.—/к/?к. Нагрузочную прямую строят на семействе выходных характеристик транзистора аналогично построениям для схемы с общим эмиттером. Данная схема не нашла широкого применения ввиду очень низкого входного сопротивления транзистора.

Из приводимой формулы видно, что частота генерируемых колебаний зависит не только от параметров основного частотозадаю-щего контура L0C0, но и от внутреннего сопротивления транзистора (и при более строгом учете — его входных сопротивления и емкости). Поэтому при изменении температуры и напряжений источников питания изменяется и частота генерируемых колебаний.

линейного описания биполярного транзистора в статическом режиме. Она не позволяет учитывать эффекты накопления зарядов в транзисторной структуре. Введение в эквивалентную схему трех омических объемных сопротивлений позволяет повысить точность описания статических характеристик. Этими элементами схемы учитываются омические сопротивления транзистора между его рабочими областями и выводами от коллектора, эмиттера и базы.

Усилители на основе ПТ, включенных по схемам с общим истоком ( 16.31,6) и общим стоком ( 16. 31, в) имеют чрезвычайно большое входное сопротивление при работе на постоянном токе и низких частотах. При использовании сопротивлений нагрузки, существенно меньших выходного сопротивления транзистора, коэффициенты усиления по напряжению для схем с общим истоком и стоком определяются по формулам: Я„ои — = 5'П.ТЛН и Яио.с = 5птЛн/(1 + 5п.тЛн), где 5П.Т — крутизна транзистора в рабочей точке.

внутренние сопротивления транзисторов TI и Тч, а двумя другими — реЗИСТОрЫ RKi И RK2. К ОДНОЙ

Внутрисхемные соединения в МДП-ИМС могут выполняться с помощью металлизации или путем формирования диффузионных областей. Применение диффузионных межсоединений позволяет относительно просто реализовать пересечения проводников в МДП-ИМС и наиболее полно использовать площадь кристалла. При этом следует учитывать влияние паразитных сопротивлений диффузионных межсоединений. При соединении диффузионных областей последовательно с затворами транзисторов наличие паразитных сопротивлений Кд приводит только к задержке управляющих сигналов, поступающих на транзисторы. Поскольку входные сопротивления транзисторов велики (RB*^>RA), амплитуда сигналов не искажается. Если паразитное сопротивление находится в цепи истока или стока, т. е. диффузионное межсоединение включено последовательно с истоком (стоком), то его влияние оказывается более существенным. В частности, последовательное сопротивление Кд в цепи вызывает уменьшение эффективной крутизны транзистора, что приводит к ухудшению как статических, так и динамических характеристик схемы.

При малом сопротивлении источника сигнала возможно использование схемы с общей базой; при более распространенном случае, когда сопротивление источника ^г>^?вх. б, целесообразно использовать транзисторный каскад по схеме с общим эмиттером, схема которого показана на 4.13, а. Здесь с помощью сопротивлений делителя ReiRez и jR3 стабилизирован режим по постоянному току транзистора VI. С помощью сопротивления RQ устанавливается ток через транзистор V2 такой же,, как и через транзистор VI. В такой схеме в выходной цепи по переменному напряжению оказывается включенными параллельно сопротивление нагрузки RH, выходные сопротивления транзисторов VI и V2. Причем, так как через второй транзистор протекает неизменный ток, не зависящий от сигнала, его выход-

моста, двумя плечами которого являются внутренние сопротивления транзисторов 7\ и Т2, а двумя другими — резисторы RKI и RX2- К одной диагонали моста подключен источник питания Ек, а к другой - внешняя нагрузка RH. Входной сигнал постоянного или медленно изменяющегося тока прикладывается к базам обоих транзисторов (симметричный вход). Если плечи моста симметричны (транзисторы идентичны, a RKi = ЯК2) и UBX = 0, то начальные токи покоя транзисторов одинаковы. При этом напряжения на коллекторах [7к1 и UK2 относительно заземленной точки схемы также равны, поэтому разность потенциалов между коллекторами (на нагрузке RH) равна нулю. Изменение напряжения питания, температуры или воздействие какого-либо другого дестабилизирующего фактора вызывают равные приращения начальных токов транзисторов, что обусловливает равные приращения напряжений на коллекторах Д1/к1 = Д1/к2. Однако баланс моста при этом сохраняется и напряжение на нагрузке (напряжение дрейфа) равно нулю. При наличии входного сигнала (17ВХ > 0) приращения коллекторных токов, а следовательно, и напряжений на коллекторах будут равны, но противоположны по направлению, что приводит к разбалансу моста и появлению на нагрузке разности потенциалов (1/вых + 0), за счет которой в резисторе RH протекает ток усиленного сигнала.

Резисторные усилительные каскады анализировались ранее, и для них получены выражения основных параметров (/(, /(/, ^вх, /?вых), которыми можно воспользо-ваться в данном случае. Правда, каскады с ОЭ и с ОИ нагружены не на резисторные нагрузки, а на входные сопротивления каскодов с ОБ и с ОЗ. Это необходимо учитывать. Например, нагрузкой транзисторов VT2 являются крайне малые входные сопротивления транзисторов VT1, так как в первом случае транзистор VT1 включен по схеме с ОБ, а во втором — по схеме с ОЗ. В результате транзисторы VT2 обеих каскодных схем работают в режиме, близком к короткому замыканию, и усиление напряжения в этих каскадах практически отсутствует.

Данная схема по существу представляет собой мост, плечами которого являются резисторы Rm — RK^ и внутренние сопротивления транзисторов VT1 и VT2 (вместе с соответствующей частью резистора R0 и резистором Rs). К одной из диагоналей моста подведено напряжение источника питания ?к> а в другую диагональ включен нагрузочный резистор jRH, с которого снимается выходное напряжение. Резисторы Rm = Rm и Rzi — RBZ входят в делители напряжения источника питания и служат для выбора исходного режима работы каскадов. В эмиттерную цепь каждого из транзисторов включены резистор Кэ и соответствующая часть резистора R0.

Входные сопротивления транзисторов в большинстве случаев имеют малые значения (1000—3000 Ом), поэтому для разделительных конденсаторов усилителей на транзисторах требуются большие значения емкости. Например, для усилителей звуковых частот емкость составляет несколько микрофарад.

Входное и выходное сопротивления транзисторов, подставляемые -в (8.21), находят для частоты /о и применённых способов включения. При наличии в схеме сопротивлений, шунтирующих входную цепь транзистора, в (8.21) в качестве RBX подставляют результирующее входное сопротивление каскада.

Входное и выходное сопротивления транзисторов, подставляемые в (8.21), находят для частоты /0 и применённых способов включения. При наличии в схеме сопротивлений, шунтиру-\ ющих входную цепь транзистора, в (8.21) в качестве Rer подставляют результирующее входное сопротивление каскада.

Пусть один транзистор имеет минимально возможный параметр Етт = 0,1 В, а второй — максимально возможный Етах — 0,5 В. Сопротивления транзисторов в открытом состоянии считаем примерно одинаковыми. Напряжение UK3 обычно не слишком отличается от напряжения Е в состоянии насыщения. Тогда ток через VT2 будет примерно в 5 раз больше, чем ток через транзистор VT1. Другими словами, мощность, рассеиваемая на VT2, будет в 25 (!) раз больше, чем мощность, рассеиваемая на VT1. Ключ может мгновенно выйти из строя, если мы планировали распределить токи между ключами равномерно.

Выходное сопротивление транзистора (лампы), шунтирующее контур, при расчете, как правило, можно не учитывать, если коэффициент трансформации рассчитан указанным способом. Влиянием входного сопротивления лампы в диапазонах ДВ, СВ и KB обычно пренебрегают, тогда как в транзисторных УВЧ следует учитывать влияние входного сопротивления транзисторов на качество контура в цепи