Транзисторов оконечного

11.15(УР). В ряде случаев, например для описания свойств мощных транзисторов, оказывается удобной так называемая кусочно-параболическая аппроксимация ВАХ:

Однако по мере дальнейшего развития микроэлектроники четко определяются области, в которых применение биполярных транзисторов оказывается невозможным или экономически нецелесообразным. В первую очередь это относится к таким функционально законченным изделиям, как постоянные и оперативные запоминающие устройства, калькуляторы и микропроцессоры. Существенные недостатки биполярных транзисторов проявляются также при их использовании в микромощных ИМС, предназначенных для применения в бортовых и космических системах. Все это потребовало разработки новых активных приборов, которые были бы свободны от ряда недостатков, присущих биполярным транзисторам. Наибольшие успехи в этом направлении достигнуты в области практического использования различных

ного каскада и увеличивать коэффициент усиления по току. Уменьшение рабочего тока и одновременное увеличение коэффициента усиления по току позволяет резко уменьшить ток базы, а значит, существенно расширить возможный диапазон используемых сопротивлений источника сигнала при заданном дрейфе. В УПТ основными типами транзисторов являются высококачественные кремниевые транзисторы с высоким и сверхвысоким коэффициентом усиления по току, имеющие минимальные обратные токи и которые могут работать в микротоковом режиме. При построении многокаскадных усилителей, естественно, эти требования в первую очередь относятся к транзисторам первых каскадов, определяющим дрейф усилителя в целом. При значительном изменении окружающей температуры стабильность рассмотренного выше каскада даже при использовании в нем лучших современных транзисторов оказывается недостаточной. Необходимо искать дополнительные способы термостабилизации режима. Наиболее общий метод повышения стабильности — это построение устройства по мостовой (балансной) схеме.

то с увеличением входного напряжения транзистор Тр закрывается раньше, чем отпирается транзистор Т„. При таком напряжении питания во всем диапазоне изменения входного напряжения один из транзисторов оказывается закрытым, поэтому и открытый транзистор практичерки не проводит тока, что способствует снижению расходуемой мощности. Одновременно повышается и быстродействие ключа, так как при перезаряде паразитных емкостей проводит только тот транзистор, ток стока которого приводит к изменению напряжений в требуемом

Сложный инвертор. Данный инвертор выполнен на транзисторах Т2, Т3 и Г4. Каскад на Г2 является предварительным усилителем; он осуществляет усиление выходных сигналов схемы И и управление выходным каскадом на Т3 и Tt. При наличии уровня логической «1» на каждом из входных контактов схемы И ( 4.21) прямой ток коллекторного перехода* транзистора Гц включает транзисторы Т% и Т4. Каждый из этих транзисторов оказывается насыщенным. Насыщение TI приводит к тому, что базовый ток Г4 определяется не только током коллектора Ti, но и током, протекающим через резистор /?2 и участок коллектор — эмиттер транзистора Т2, Таким образом, транзистор Г4 оказывается включенным значительным базовым током. Напряжение на выходе сложного инвертора равно напряжению UHI,t, т. е. близко к нулю. Выходной сигнал соответствует уровню логического «О» при Хг = X'i — 1. Транзистор Т$ при этом заперт, Напря-

Рассмотрение показало, что активный режим транзисторов с симметричным распределением токов не может быть устойчивым. Такое состояние может быть только мгновенным. В устойчивом же состоянии неизбежно один из транзисторов оказывается запертым, другой — насыщенным.

Сложный инвертор. Данный инвертор выполнен на транзисторах Т2, Т3 и Тц. Каскад на Т2 является предварительным усилителем; он осуществляет усиление выходных сигналов схемы И и управление выходным каскадом на Т3 и Г4. При наличии логических уровней «1» на каждом из входных контактов схемы И 4.26 прямой ток коллекторного перехода транзистора Тг включает транзисторы Т 2 и Т4. Каждый из этих транзисторов оказывается насыщенным. Насыщение Т2 приводит к тому, что базовый ток Т4 определяется не только током коллектора 7\, но и током, протекающим через резистор R2 и участок коллектор — эмиттер транзистора Т2. Таким образом, транзистор Т4 оказывается включенным значительным базовым током. Напряжение на выходе сложного инвертора равно напряжению (/КН4, т. е. близко к нулю. Выходной сигнал соответствует уровню логического «О» при Хг = ~Хг=\. Транзистор Т3 при этом заперт. Напряжение на базе Т3 относительно корпуса мбз =еоб4 + мкэ.„2; напряжение на коллекторе Тл равно иКЭЛ14, где икэ Л12 и ыкэ Н4 — напряжения между эмиттером и коллектором насыщенных транзисторов Т2 и Г4. Если бы между коллектором 7"4 и эмиттером Т3 не был включен диод Дх, а указанные электроды транзисторов были включены непосредственно, то напряжение эмиттера Т3 также было бы равно «КЭЛ14. В этом случае напряжение мбэ3 оказалось бы положительным:

каскадов, т. е. симметрична, поэтому оба транзистора работают в одинаковых условиях. При включении напряжения питания вследствие разброса электрических параметров транзисторов один из них откроется раньше другого. Уменьшение потенциала его коллектора приводит к уменьшению базового тока второго транзистора. Процесс развивается лавинообразно и в конце концов один из транзисторов оказывается насыщенным (открыт), а второй — в режиме отсечки (заперт). Источник смещения +?6 обеспечивает надежное запирание транзисторов. Для этого необходимо выполнение условия

При двух других значениях выходного потенциала (и* и ы«) один из транзисторов оказывается закрытым, и эти состояния будут абсолютно устойчивы и равноправны. В силу сказанного схема триггера является системой с двумя устойчивыми состояниями равновесия.

го напряжение питания более чем на 0,2 В. Это связано с активизацией паразитных биполярных транзисторов в комплементарной структуре, что, в свою очередь, может привести к сбоям в работе ИС или ее разрушению. Для пояснения возникающего здесь явления на 1.6 приведена структура из двух паразитных биполярных транзисторов, присутствующих в комплементарном инверторе. Оба транзистора образуют совмещенную тирис-торную структуру, которая, будучи возбужденной, может далее поддерживать свое состояние. Возбуждение такой структуры возникает при превышении на затворе напряжения питания. В этом случае р—«-переход между л-подложкой и р+-областью, образующих защитный диод, получает прямое смещение, что приводит к открыванию р—п—р-транзистора 77. Если теперь произведение коэффициентов передачи тока базы для р—п—р- и п—р—n-транзисторов оказывается больше единицы, то рассматриваемая пара транзисторов 77 и Т2 переходит в устойчивое включенное состояние и через них начина-12

настолько линейна, что не требует дополнительных цепей смещения для транзисторов оконечного каскада (резисторы R\ — /?з в схеме 4.19, а). Так как коэффициент усиления по напряжению оконечного каскада по схеме ОК составляет примерно единицу, то усиление всего устройства Ки = 1 + Rz/RZ-

Двухтактные каскады на транзисторах различной электропроводности существенно отличаются от двухтактных каскадов на однотипных транзисторах. Транзисторы различной электропроводности работают с нагрузкой в цепях эмиттеров и для работы оконечного каскада не требуется трансформатор или иное фазоинверсное устройство. Так как нагрузка включена в эмиттерные цепи транзисторов оконечного каскада, его входное сопротивление зависит от нагрузки. Поэтому ее оптимальное значение, соответствующее наибольшему коэффициенту усиления по мощности при заданной выходной мощности, определяется не только оконечным, но и предварительными каскадами.

Следует отметить, что в двухтактчых усилителях класса AD при открывании одного из транзисторов оконечного каскада напряжение на нем скачком уменылается, а на транзисторе противоположного плеча каскада резко увеличивается на такую же величину (см. 5.28, г). Из-sa инерционных свойств мощных выходных транзисторов VT1 и VT2 возможно появление «сводного» тока, который возникает потому, что запирание транзистора VT1 наступает несколько позже, чем отпирание транзистора VT2, или наоборот. В результате возможен некоторый промежуток времени, когда оба транзистора VT1 и VT2 находятся в открытом состоянии и проводят электрический ток, называемый «сквозным». Появление «сквозного» тока в транзисторах двухтактных схем приводит к дополнительным потерям энергии в оконечном каскаде, ухудшению теплового режима транзисторов и снижению КПД.

По временным диаграммам видно, что двухтактные усилители класса BD лишены отмеченных недостатков усилителей класса AD. Во-первых, при отсутствии входного сигнала и\ импульсы «БЭ! и мБз2 на входах мощных транзисторов оконечного класса отсутствуют, транзисторы закрыты, и каскад не потребляет от источника питания энергии. Во-вторых, при малых амплитудах усиливаемого сигнала импульсы коллекторных токов транзисторов рмеют малую длительность, в результате потери энергии в транзисторах получаются небольшие, что практически не сказывается на КПД. Таким образом, среднестатистическое значение КПД такого усилителя при усилении сигнала, амплитуда которого изменяется по случайному закону, получается значительно выше, чем у усилителей класса AD. В-третьих, в двухтактном усилителе класса BD при усилении положительной полуволны усиливаемого сигнала прямоугольные импульсы усиливаются транзистором одного плеча оконечного каскада, транзистор дру/ого плеча в это время закрыт и наоборот, затем весь процесс повторяется. В связи с этим «сквозной» ток в таком двухтактном каскаде принципиально невозможен. Потери, связанные со «сквозным» током, в каскаде отсутствуют, следовательно, КПД выше,

Диодные ОП, так же как и резисторные, служат для гальванической развязки отдельных каскадов, микросхем и блоков в сложной радиоэлектронной аппаратуре. На основе диодной ОП реализуется оптоэлектронный трансформатор, который имеет существенные преимущества по сравнению с известным импульсным. Иногда диодные ОП используются в усилителях класса D для электрической развязки транзисторов оконечного каскада, работающих в ключевом режиме и предварительного усилителя, а также в изолирующих усилителях.

В промежуточных каскадах могут использоваться как симметричные (дифференциальные), так и несимметричные схемы. Для увеличения коэффициента усиления напряжения в этих каскадах часто применяются динамические нагрузки. Промежуточные каскады должны обеспечивать на выходе ток, достаточный для нормальной работы транзисторов оконечного каскада.

Оно вызывает перегрузку как транзисторов оконечного каскада, так и каскада, предшествующего ему. Поэтому в интегральных ОУ предусматривается внутренняя защита от короткого замыкания.

Наиболее часто встречающиеся схемы защиты транзисторов оконечного каскада изображены на 7.14.

на вход оконечного каскада приходится подавать напряжение сигнала, превышающее напряжение сигнала на выходе оконечного каскада. Такое напряжение сигнала предоконечный каскад не может обеспечить даже при питании от полного напряжения источника, в результате чего напряжение питания транзисторов оконечного каскада оказывается недоиспользованным и кпд оконечного каскада получается низким. Для устранения этого недостатка верхний конец сопротивления RK присоединяют к нижнему концу сопротивления нагрузки оконечного каскада, что увеличивает амплитуду напряжения питания предоконечного каскада почти в 1,5 раза и позволяет полностью использовать напряжение питания и транзисторы око

В настоящем устройстве термостабилизация тока покоя оконечных транзисторов происходит следующим образом. При повышении температуры возрастает ток Т1, при этом отрицательный потенциал точки Ci понижается. Это сопровождается уменьшением токов тран-1 зистора Т2 и, следовательно, понижением напряжения смещения UBS, что и требуется для постоянства тока покоя транзисторов оконечного каскада Т3 и Т, работающих в режиме В. С помощью конденсатора С2 устраняется обратная связь по сигналу (по переменному току) через резисторы
Так как в данном случае /?/ > /?к-„, допустимое значение Ls получится много больше действительного и его не нужно рассчитывать; при этом вносимые рассчитываемым каскадом на высшей рабочей частоте частотные искажения приближённо определятся граничной частотой транзисторов оконечного каскада, включённых с общим эмиттером. Если эта частота, определяемая ф-лой (4.113), равна, например, 10 кгц, коэффициент частотных искажений рассчитанного каскада на высшей частоте в 5 кгц не превзойдёт