Симметричных относительно

жении, составленной из симметричных напряжений (J 1Л и fj 1/; порядок чередования фаз, что и исходная система U Л и Г/^, и стемой обратной последовательности напряжений ?Л-,д и О

При большом значении активного сопротивления ротора вращающие моменты пропорциональны квадратам симметричных напряжений статора и скольжению (см. гл. 12). Определим вращающий момент двигателя при этих упрощениях как разность вращающих моментов от прямого и обратного полей:

Если система напряжений UА и йд несимметрична ( 15-1, а), т. е. р ф к/2 и UЛ •=? Ug, то она может быть формально заменена двумя симметричными системами: симметричной системой прямой последовательности напряжений, составленной из симметричных напряжений UIA и UIB, имеющей тот же порядок чередования фаз, что и исходная система Uд и l/д, и симметричной системой обратной последовательности напряжений 1/2/4 и U2B> имеющей обратный порядок чередования фаз ( 15-1,6).

При большом значении активного сопротивления ротора вращающие моменты пропорциональны квадратам симметричных напряжений статора и скольжению (см. гл. 12). Определим вращающий момент двигателя при этих упрощениях как разность вращающих моментов от прямого и обратного полей:

Второй вариант применяется в случае затруднений с получением системы трех симметричных напряжений.

Если система напряжений UA и UB несимметрична ( 17-1,а), т. е. р =? л/2 и UА =?• Uв, то эта система напряжений может быть формально заменена двумя симметричными системами: прямой симметричной системой напряжений, составленной из симметричных напряжений [/!л и UIB, имеющей тот же порядок чередования фаз, что и исходная система UA и 1/в, и обратной симметричной системой напряжений ?/2л и U«B, имеющей обратный порядок чередования фаз ( 17-1,6).

При большой величине активного сопротивления ротора вращающие моменты пропорциональны квадратам симметричных напряжений статора и скольжению (гл. 12). Определим вращающий момент двигателя при этих упрощениях как разность вращающих моментов от прямого и обратного полей:

Анализ работы фильтра ведется с помощью топографических диаграмм (рис, 2-33,6, в) при х. х., т. е. при отсутствии нагрузки на его выходе (накладка И—12 снята), и поочередной подаче на фильтр системы симметричных напряжений прямой и обратной последовательностей [\А, 16];

Если к фильтру подведена система симметричных напряжений обратной последовательности, то потенциалы точек тип оказываются неравными, на выходе фильтра появляется некоторое напряжение Отп ( 2-33,в). Если за исходное в качестве входного напряжения Овц принять междуфазное напряжение Олв2,

за исходную принимается любая система симметричных напряжений, синхронная с измеряемыми токами, имеющая строго определенное чередование фаз. Может быть использована система фазных или междуфазных напряжений. Анализ векторной диаграммы будет проще при построении векторов токов относительно векторов фазных напряжений, но в случае, когда асимметрия фазных напряжений превышает 5%, рекомендуется использовать более симметричную систему междуфазных напряжений;

жимам панели. К параллельным обмоткам подводится питание от заранее проверенной системы симметричных напряжений, синхронной с измеряемыми токами. Можно подводить любое напряжение, например ?/ос. Для построения векторной диаграммы необходимо выполнить шесть измерений, по результатам которых определить углы сдвига фаз токов, проходящих в плечах защиты относительно Uac. При включении последовательной обмотки фазометра следует помнить общее правило: начало обмотки должно быть соединено с зажимом панели, связанным с трансформатором тока; конец обмотки соединяет-

Цифровые вольтметры прямого преобразования. В вольтметрах времяимпульсного преобразования мгновенное значение измеряемого напряжения преобразуется в интервал времени, длительность которого определяется в результате заполнения этого интервала короткими импульсами и подсчета этих импульсов цифровым счетчиком Принцип действия времяимпульсного преобразования рассмотрен в § 4.3, где показано, что число импульсов N, поступающих на счетчик, прямо пропорционально измеренному напряжению Uх. Функциональная схема цифрового вольтметра изображена на 5.27, а. Аналого-цифровой преобразователь вольтметра выполнен по несколько усложненной схеме по сравнению с показанной на 4.3, что позволило повысить точность измерений и получить простую схему индикации полярности измеряемого напряжения. Напряжение V х поступает на входное устройство, обеспечивающее высокое входное сопротивление, а затем на усилитель постоянного тока (УПТ). Усилитель охвачен глубокой отрицательной обратной связью, обеспечивает стабильный коэффициент усиления К и преобразует измеряемое напряжение в симметричное. Таким образом, на выходе получают два напряжения, симметричные относительно уровня (У„, Ul = Uo — KUX и U2 = (У„ + KUX. Схема имеет два сравнивающих устройства, на которые поступает линейно изменяющееся напряжение, а также одно из симметричных напряжений. Принцип действия преобразователя показан на 5.27, б. В момент равенства (Uo — KUX) и линейно изменяющегося напряжения [/г, лин {точка 1) сигнал с первого сравнивающего устройства запускает схему формирователя стробимпульса. Формирование заканчивается сигналом со второго сравнивающего устройства при Uo + KUх = ?/г. лин. При другой полярности входного напряжения изменится и полярность каждого из симметричных напряжений. В этом случае, как следует из графика, изменится последовательность срабатывания схем сравнения (сначала вторая, а затем первая) Сигналы схем сравнения могут быть поданы на индикатор полярности —- триггер, включающий в отсчетном устройстве подсвет знака (плюса или минуса) в зависимости от последовательности их сра-

При встречном направлении МДС обмоток статора и ротора в диапазоне я/2<9<Зя/2 происходит их взаимное размагничивание, потокосцепления обмоток уменьшаются, что приводит к уменьшению потоков Ф, и Ф2, сцепленных с обмотками статора и ротора соответственно. Индукция в стальных участках магнитопровода уменьшается, это приводит к увеличению абсолютной магнитной проницаемости и, как следствие, к увеличению магнитной проводимости потока взаимной индукции Л„. Сравнение Л„, при углах 6, симметричных относительно 6 = тс/2, показывает, что для одних и тех же ферромагнитных участков в диапазоне я/2<9<л магнитная проводимость Лт больше, чем в диапазоне 0<9<л/2. Относительная индуктивность L*i при 9 = я с увеличением В6 начинает увеличиваться, растет перепад значений индуктивностей LJ.I при 9 = л/2 и 9 = я (на 6.27 показан перепад &Ltt для 58 = 2 Тл). В предельном случае В5->сс из-за насыщения стали как при 0 = я/2, так и при 9 = я LXI—>1, AL#1—>0, зубчатость исчезает. Для рассматриваемого примера максимум AL^i приходится на В6 = 3 Тл.

несущего колебания и двух боковых частот, симметричных относительно несущей ( 12.19,5). Амплитуды колебаний боковых частот одинаковые. Спектр исходного сигнала приведен на 12.19, а.

До сих пор рассматривался случай, когда исходный (модулирующий) сигнал являлся гармоническим. Если модулирующий сигнал сложный и спектр его ограничен частотами Пт,„ и Лтах (см. 12.19, в), то спектр АМ-колебания будет состоять из несущего колебания и двух боковых полос, симметричных относительно несущей (см. 12.19, г). Анализ энергетических соотношений показывает, что основная мощность АМ-колебания заключена в несущем колебании, которое не содержит полезной информации, а нижняя и верхняя боковые полосы несут одинаковую информацию и имеют более низкую мощность.

Для кривых тока, симметричных относительно оси абсцисс, коэффициент амплитуды выражают в виде произведения двух множителей: ,

Расчетная схема для наиболее частого случая обмоток, симметричных относительно горизонтальной оси, проходящей через середину высоты, показана на 7-15, а. Расчет составляющих индукции By и Вх ве'дется по методу наложения. В данной точке А опре делаются Ву{ и Вц, В„2 и В*а и т. д. от всех обмоток (1 и 2) и их изображений (!' и 2') и затем алгебраически суммируются с учетом знака в зависимости от направления тока обмотки. Расчет и построение графика ведутся для оси каждой обмотки. При этом для оси обмотки 1 *i=0; для оси обмотки 2 *2 = 0. Ордината у изменяется от 0 до h. Точки на оси обмотки рекомендуется выбирать в местах излома линии м. д. с. (границы отключаемых участков) и дополнительные вблизи торца обмотки.

В электротехнических и других устройствах, симметричных относительно шасси, на котором монтируются отдельные его части, выбирают иногда мостовую уравновешенную схему четырехполюсника

В электротехнических и других устройствах, симметричных относительно шасси, на котором монтируются отдельные его части, выбирают иногда мостовую уравновешенную ;схему четырехполюсника ( 1-14,а). Такие четырехполюсники включают, например, в тракт передачи сигналов для коррекции искажений, которые вносит канал связи. Мостовая схема четырехполюсника

В случае, если заданы допуски годности продукции и доли годных и негодных изделий Wro, WBo, WHo, то текущий статистический контроль позволяет следить за ходом технологического процесса. При изменении положения центра 'настроили технологического процесса ( 18-4) происходит изменение вероятностей получения годных и негодных изделий. Для унимодальных и симметричных относительно начального центра настройки законов распределения \f(x) в случае, показанном на 18-6, справедливы следующие неравенства:

Уравнению (11.50, соответствует фазовый портрет ( 11. 15, а) в виде •-•емснетва замкнутых, вложенных друг в друга кривых, симметричных относительно оси 2 = 0. Изображающая точка движется по одной из замкнутых фазовых траекторий с непостоянной угловой фазовой скоростью dty/dte — var.

Если/ (/) — четная, т. е./ (/) = / (— /), то произведение f ({) sin u>t есть нечетная функция /. В этом случае мнимая часть спектральной плотности как интеграл нечетной функции в пределах, симметричных относительно нуля, равна нулю, и сама спектральная плотность оказывается вещественной функцией ю:

При преобразовании частоты обычного амплитудно-модулированного колебания, состоящего из двух симметричных относительно а>0 боковых полос, переворачивание спектра внешне никак не проявляется; просто верхняя и нижняя боковые полосы меняются местами. При преобразовании же частотно-модулированного колебания, мгновенная частота которого шс (t) = о»0 + Аш(/), случай юг> сос (t) приводит к изменению мгновенной частоты выходного сигнала по закону