Поскольку требуется

Значительное снижение дрейфа нуля достигается в балансных УПТ, выполненных в виде интегральных микросхем. Поскольку транзисторы в интегральной схеме изготовляются во время одного технологического процесса и в одних и тех же условиях, их параметры почти идеально идентичны. Кроме того, рабочая температура обоих транзисторов одинакова, поскольку они расположены очень близко друг к другу в одной кремниевой пластинке.

В данном случае применено инверсное включение транзисторов,, когда ток управления проходит по цепи база — коллектор. За счет этого при открытом переключателе остаточное напряжение каждого из транзисторов составляет единицы милливольт, что гораздо меньше того же напряжения при прямом включении транзисторов. Поскольку транзисторы включены встречно и имеют почти идентичные характеристики, то разность остаточных напряжений — остаточное напряжение переключателя ?/0ст — в целом может составлять десятки микровольт. Остаточное сопротивление открытого переключателя составляет несколько десятков Ом. В закрытом состоянии переключатель характеризуется током утечки между эмиттерами /зак. Для данного типа переключателя [/Ост^0,2 мВ (при токе управления /у^0,5 мА); /зак^1 мкА; максимальное напряжение управления ?/у.макс = 15 В; максимально допустимое напряжение между эмиттерами закрытого переключателя (/зак.макс = 30 В;. • максимальный ток эмиттера /э.Макс = 25 мА.

Логические элементы И. Схема простейшего двухвходового элемента И на биполярных транзисторах приведена на 100, а, а на 100, б — диаграмма его работы. Элемент И называют иногда схемой совпадения, так как из диаграммы работы видно, что сигнал 1 на выходе появляется только в том случае, если на обоих входах А к В одновременно действуют напряжения логической 1. Поскольку транзисторы VT1 и VT2 соединены последовательно, то ток в цепи может протекать только в случае, если одновременно открыты оба транзистора. Если открыт только один из транзисторов, то ток протекать не будет

Наименьшее среднее время задержки имеют ИМС с объединенными эмиттерами, поскольку транзисторы в них работают в активном режиме, когда процесс накопления и рассасывания избыточного заряда отсутствует, а логический сигнал минимален.

На 12.11 приведена упрощенная схема типового ДК с однофазным выходом, выполненная на двух комплементарных парах взаимно согласованных биполярных транзисторов. Транизисторы VTI и VT2 первой пары включены по схеме, по сути не отличающейся от схемы каскада с дифференциальным выходом (см. 12.4, а). Транзисторы VT3, VT4 второй пары образуют простейший отражатель тока, отличающийся от представленного на 12.3, а, б типом проводимости транзисторов и соответственно полярностью источника питания. Поскольку транзисторы VT3 и VT4 имеют взаимно согласованные параметры, а напряжения их эмиттерных переходов равны, то равны и их коллекторные токи, т. е. /кз = /К4. Поскольку транзистор

Значительное снижение дрейфа нуля достигается в балансных УПТ, выполненных в виде интегральных микросхем (см. § 12.1). Так как транзисторы в интегральных схемах изготовляются в одном технологическом цикле и в одних и тех же условиях, их параметры почти идеально идентичны. Кроме того, поскольку транзисторы расположены очень близко друг к другу в одной кремниевой пластине, рабочая температура этих приборов одинакова.

Поскольку транзисторы в такой схеме работают в режиме насыщения, частота генерируемых колебаний практически не зависит от стабильности источника питания. Длительность переходных процессов, которые обусловливают фронты и спады импульсов, в транзисторных схемах определяется не только паразитными емкостями, но и инерционностью самих транзисторов. Однако благодаря меньшим сопротивлениям резисторов и лучшим ключевым свойствам транзисторов влияние паразитных емкостей здесь значительно меньше, чем в ламповых схемах.

Поскольку транзисторы Т2 и 7\3 образуют управляющий мультивибратор, то целесообразно выбирать эти транзисторы однотипными.

При увеличении входного напряжения сопротивление р-канального транзистора увеличивается, а л-канального транзистора уменьшается. В результате параллельное соединение этих транзисторов имеет почти неизменное сопротивление г0 в открытом состоянии, как показано на 10.11 б. Поскольку транзисторы ключа управляются сигналами противоположной полярности, то импульсы помех взаимно компенсируются, что позволяет снизить уровень входных сигналов.

Учитываем, что 1/Е=??/я. и ICm = Itm=Itm*E/Zb ( 3.36). Поскольку транзисторы в схеме 3.40 должны выдерживать напряжение UCe= = Е, находим, принимая некоторый запас по напряжению, UCe=

Поскольку транзисторы в силовой части преобразователя должны работать в ключевом режиме, выходные каскады системы управления должны обеспечивать такие сигналы, чтобы во включенном или выключенном состоянии транзисторов, а также при их включении и выключении потери мощности были минимальными и не превышали допустимого значения. Для этого выходные (оконечные) каскады, управляющие, например, транзисторами типа п-р-п, должны обеспечивать:

* Сформулированное условие необходимо, но недостаточно для физической реализуемости, поскольку требуется наложить ряд ограничений на поведение коэффициента передачи в зависимости от частоты, понимаемой как комплексная переменная [3]. ,

Сравнение рассмотренных методов показывает, что достоинством метода последовательного уравновешивания является простота аппаратной реализации, поскольку требуется только один эталон, недостатком — большое количество шагов, которые необходимо сделать для уравновешивания, т. е. этот метод преобразования самый медленный. В противоположность ему достоинством метода считывания является быстродействие, недостатком — наличие большого числа эталонов и сравнивающих устройств, т. е. сложность аппаратной реализации. Промежуточное место занимает метод поразрядного уравновешивания. Он обладает приемлемым быстродействием и прост в реализации.

этого случая представлена на 3-3. Это колебательный контур с последовательным и параллельным сопротивлениями. Переходный процесс в нем может быть колебательным либо апериодическим, в зависимости от величины емкости С. Поскольку требуется, чтобы импульс тока iH (t) имел плоскую вершину, то за время ta переходный процесс в схеме должен закончиться. При этом

Более широкой номенклатурой и более полным использованием площади полупроводникового кристалла отличаются полузаказные БИС, создаваемые с помощью библиотеки схемно-топологических фрагментов. В этом случае при поступлении заказа с помощью САПР проводится полный цикл разработки БИС. При этом существует возможность оптимизации размещения ЛЭ и внутрисхемных соединений на кристалле, исключаются избыточные элементы, что позволяет уменьшить его площадь приблизительно в 2 раза по сравнению с площадью БМК. Однако время выполнения заказа значительно увеличивается, поскольку требуется не только спроектировать, но и полностью изготовить заказанную БИС.

Решение. Поскольку требуется найти напряжение только в установившемся режиме, можно ограничиться использованием статической эквивалентной схемы открытого диода. При графическом решении задачи ( 3.4, б) на одном графике с в. а. х. строим нагрузочную прямую, угол наклона которой соответствует сопротивлению резистора R. Проводим ее через две точки — точку холостого хода (цак = Е; i = 0) и точку короткого замыкания (иак = 0, i => = EIR). Абсцисса точки пересечения в. а. х. с нагрузочной прямой и даст искомое значение выходного напряжения Uap.

Поскольку требуется рассчитать установившийся периодический режим, когда Чгиакс = 'Чгм> а хРмин = — 4%, то к концу положительного полупериода напряжения источника (t=T/2} ток достигнет величины источника (t = T/2) ток достигнет величины /м ( 22-22, а) . В силу симметрии напря-сти магнитной характеристики процесс в следующий полупериод протекает совершенно аналогично ( 22-22, а) .

Поскольку требуется рассчитать установившийся периодический режим, когда

Частоту /р можно перестраивать либо изменением т, либо — TI. Перестройка по т сложнее, поскольку требуется синхронное изменение постоянной времени входной дифференцирующей и интегрирующей цепочек, а перестройку п можно вести одним элементом R или С. Целесообразно изменение ti проводить с помощью фоторезистора оптрона BL2.

2. Поскольку требуется минимальное значение U при опрокидывании, принимаем минимальное значение R = /?' -f- R0 [см. (8.107], определяемое условием {8.106), R >2/»о„р = 2/( 15 -1Q-3) = 133 ом. Принимаем

Решение. Поскольку требуется найти напряжение только в установившемся режиме, можно ограничиться использованием статической в. а. х. и статической эквивалентной схемы открытого диода. При графическом решении задачи на в. а. х. строим нагрузочную прямую ( 3.3,6), наклон которой соответствует сопротивлению R схемы. Проводим ее через две точки—точку холостого хода (иак~Е, 1 = 0) и точку короткого замыкания («ак = 0, i~E/R). Абсцисса точки пересечения нагрузочной прямой с в. а. х. (t/np) и даст искомое значение выходного напряжения.

При выполнении преобразования умножение ос на константу 1010 осуществляется суммированием двух чисел, полученных в результате сдвигов « влево на один и три разряда. Это происходит следующим образом. Для занесения очередной сформированной тетрады в ДР производится сдвиг РР, ДР влево на четыре разряда. Такой сдвиг эквивалентен умножению числа, содержащегося в РР, на 16 (т. е. на 10 000 в двоичной системе). Поскольку требуется умножить а на 1010, то производится сдвиг образовавшегося в РР числа вправо на один разряд, в результате чего в РР получается число а, умноженное на 1000, которое запоминается в выделенном для этой цели регистре Р. Выполнение