Переходов транзисторов

Электрорадиоэлементы и механические части РЭС характеризуются термостойкостью, под которой понимается способность материалов и компонентов кратковременно выдерживать воздействие высоких и низких температур, а также резких изменений температуры (термоударов). Термостойкость определяют по температуре, соответствующей началу существенных изменений свойств или параметров компонентов, обусловленных различными физико-химическими процессами. Например, термостойкость р-и-переходов транзистора ограничена при высоких температурах собственной проводимостью кристалла полупроводника, а также явлением кумулятивного разогрева, приводящего к недопустимому возрастанию нулевого тока коллектора и пробою /ья-перехода. Считается, что допустимая температура для германиевого перехода составляет 85... 110°С, для кремниевого 125...150°С, для непропитанных волокнистых материалов (бумага, картон, натуральный шелк) +90 °С; для материалов из стекловолокна, пропитанного эпоксидными лаками, +133°С. В тех случаях, когда конструкция не обеспечивает нормального теплового режима обычных элементов, могут быть использованы элементы, работающие в широком температурном диапазоне благодаря введению устройств термокомпенсации. Это усложняет электрическую схему и конструкцию, ухудшает энергетические и массогабаритные параметры, стоимость РЭС и не всегда обеспечивает требуемую надежность.

Из анализа типовой структуры интегрального транзистора следует, что для формирования диода полупроводниковой ИМС можно применять любой из двух переходов транзистора путем использования пяти различных схем включения. Характеристики диодов в значительной степени определяются способом включения, поэтому при проектировании интегральных диодов имеется широкая возможность получения заданных параметров.

Примечание. В таблице приняты следующие обозначения: тд! — тД5 — постоянные времени рассасывания для диодов Д\ — Д5; 1/Пр. эб, f пр. кб — соответственно пробивные напряжения эмиттерного и коллекторного переходов транзистора; Сэ, Ск, Си — соответственно емкости эмиттерного, коллекторного и изолирующего переходов транзистора.

характеристики величину помехи на выходе получим несколько завышенной. Следовательно, ограничения, полученные из условий помехозащищенности идеальной схемы, тем более будут достаточны для реальной схемы. При изменении температуры переходов транзистора и диода их вольт-амперная характеристика изменяется. Для определения Unop при различной температуре можно воспользоваться аналитической зависимостью напряжения на переходе UnK9 (в вольтах) от температуры: для кремниевых приборов

циональными узлами вычислительной машины рассмотрены в гл 5. На вход 7 усилителя У В подается стробирующий импульс напряжения «со, который формируется с помощью формирователя импульсов на транзисторе Т8 и нелинейного ограничителя, содержащего резистор R6, стабилитрон ДЗ и диод Д2. Стробирующий импульс ис0 подается на УВ каждого разряда. Ключ на транзисторе Т9 формирует импульсное напряжение питания триггеров УВ всех разрядов. Резисторы /?01 и R8 имеют сравнительно большое сопротивление (около 1 кОм) и служат для подачи запирающего напряжения на диоды в выходных цепях УВ, а также для потенциальной привязки этих цепей к шине с нулевым потенциалом. Эти меры обеспечивают уменьшение помех в выходных цепях УВ. Работа разрядной системы существенно различается при двух режимах работы МОЗУ: режиме считывания и режиме записи. В режиме считывания по адресной шине (например, АШ1) протекает импульс считывания, который перемагничивает все сердечники данной ячейки в состояние 0. При этом на разрядной шине наводится э. д. с. elt если сердечник данного разряда выбранной ячейки был намагничен в состояние 1, либо э. д. с. е„, если сердечник был намагничен в состояние 0. Одновременное формированием импульса /сч в адресной шине с помощью управляющих сигналов возбуждаются формирователь на транзисторе Т8, ключ на транзисторе Т9 к один из коммутирующих ключей, например на транзисторе Т10. Для рассмотрения работы УВ предварительно проанализируем случай, когда сигнал евх на зажимах /—2 равен нулю. В исходном состоянии транзисторы Tl, T2 закрыты, так как исо = О, 'Э1 = О, <Э2 = 0. В режиме считывания на вход 7 усилителя УВ действует стробирующий импульс исо > 0 (обычно ыс0 = 5 -г- 7 В). Под действием ис0транзисторы Tl, T2 открываются. При симметричной схеме выполняются условия «Э1 = (92 = = ('э «= (К1 = (К2. На коллекторных сопротивлениях /?К1, /?К2 возникают импульсы напряжения /Ki/?Ki и iK%RKz, которые оказываются приложенными к базам транзисторов ТЗ и Т4 амплитудного дискриминатора. Однако параметры схемы выбраны так, что выполняется соотношение: iKiRKi = <2к^к2 гДе ^пор* ^ ?см + f э. п — пороговое напряжение на базах ТЗ и Т4, при котором транзисторы начинают открываться. Таким образом, транзисторы ТЗ, Т4 остаются закрытыми, следовательно, будут закрыты транзисторы Т5, Т6 и импульс тока в выходной цепи УВ будет равен нулю. Если при считывании на вход УВ действует э. д. с. положительной полярности (показана на 4-10 без скобок), то произойдет разбаланс схемы усилителя на транзисторах Т1, Т2. Под действием еях эмиттер-ный, а следовательно, и коллекторный ток транзистора 77 увеличится, а транзистора Т2 — уменьшится на величину Д(э: [Э1 = i'30 -f- Д('э, j'32 = [эо — Д/э. Величина приращения тока пропорциональна величине входного сигнала евх. Вследствие увеличения тока »91 увеличится падение напряжения на сопротивлении/?К1 и при условии ((эо + Д/э) RKi > t/nop откроется транзистор ТЗ амплитудного дискриминатора. Коллекторный ток транзистора ТЗ создает импульс напряжения на резисторе R2, под действием этого импульса открывается транзистор Т5. Коллекторный ток транзистора Т5 протекает по цепи от источника напряжения + ?i через RK3, Т5, Т9 и источник напряжения ?,. Падение напряжения на сопротивлении R,3 от коллекторного тока транзистора ТВ приводит к отпиранию транзисторов Т4 и Т6. Итак, триггер, содержащий транзисторы Т4 и Т5, перешел из исходного состояния, при котором транзисторы Т4, Т5 были закрыты, в состояние, когда они насыщены Это состояние является устойчивым и не зависит от дальнейших изменений величины еак, а соответственно и от состояния транзистора ТЗ. Через обмотку w3 формирователя Ф31 протекает ток, который записывает в Ф31 единицу. Окончание выходного импульса связано с закрыванием транзистора Т10 либо Т9. При закрывании транзистора Т9 ток транзистора Т5 существенно уменьшается (в 5—10 раз), так как сопротивление резистора R3 выбирается достаточно большим: R3 > (5 •+• 10) RK3. Назначение R3 — потенциальная привязка эмиттера транзистора Т5 с целью исключения процессов, связанных с перезарядом емкостей переходов транзистора Т5 при включении Т6. Это повышает помехозащищенность УВ. При закрытом транзисторе Т9 падение напряжения на сопротивлении /?К8 меньше порога Uaop открывания транзистора Г4, поэтому

Взаимодействие переходов транзистора учитывается четырьмя генераторами тока. Генератор тока a^/j, включенный параллельно диоду VD2, учитывает передачу тока из эмиттера в коллектор, а генератор тока ап//3— из подложки в коллектор. Здесь ап/— инверсный коэффициент передачи паразитного р-п-р транзистора. Генератор тока а//2, шунтирующий диод VD1, определяет передачу тока из коллектора в эмиттер, а генератор тока а„/а, включенный параллельно диоду VD3, — из базы в подложку (ап — нормальный коэффициент передачи паразитного транзистора).

Биполярный транзистор — трехэлектродный полупроводниковый прибор, в котором на базовом кристалле размещены два р-га-пере-хода. Толщина участка базового кристалла между р-л-переходами мала (меньше длины пробега неосновных носителей за время их жизни). Сечение транзистора типа п-р-п, показывающее чередование слоев с р- и n-проводимостью в различных участках полупроводника, показано на 3.10. Каждый из /9-п-переходов транзистора обладает свойствами обычного диода. Поэтому, как было отмечено в § 3.2, при интегральной технологии производства, базирующейся на преимущественном изготовлении однородных,

Запирание путем отключения базового вывода ( 3.23, а). Так как базовый вывод отключен, то i^— 0. Рассмотрим включение р-я-переходов транзистора для этого случая ( 3.23, б). При указанной на рисунке полярности источника питания Е коллекторный p-n-переход транзистора смещен в обратном направлении. Для эмиттерного р-л-перехода данная полярность напряжения Е является отпирающей. Запертый коллекторный р-и-переход ограничивает ток в цепи на уровне /ко. Этот ток, не находя выхода в базовой цепи, замыкается через открытый эмиттерный р-га-переход. Однако для эмиттерного р-п-перехода ток /ко является прямым и усиливается так же, как усиливался бы отпирающий базовый ток того же значения, поступающий через базовый вывод, т. е. в В раз. Из-за усиления тока /ко результирующий коллекторный ток /„ = = ^нач = В1Ко. Коллекторный ток в В раз больше, чем в предыдущем случае, следовательно, такой способ запирания невыгоден. Инструкциями по применению транзисторов этот способ выключения запрещается, так как при сравнительно большом коллекторном токе ('„ = В1КО, где В > 1, и большом, близком к напряжению питания Е, коллекторном напряжении рассеиваемая на коллекторе транзистора мощность может превосходить предельно допустимую.

g<> является проводимостью периферийной области базы, а проводимости ga и gt моделируют проводимости эмиттерного и коллекторного р-п переходов транзистора.

где С — суммарная емкость р-п переходов транзистора и монтажа. Тогда комплексный коэффициент усиления

Каждый из р-«-переходов транзистора может быть смещен либо в прямом, либо в обратном направлении. В зависимости от этого различают три режима работы транзистора:

В области верхних частот необходимо учитывать барьерные емкости коллекторных переходов транзисторов, сопротивления которых снижаются с ростом частоты, шунтируя нагрузку и уменьшая ее сопротивление. Кроме того, вследствие конечной скорости перемещения неосновных носителей заряда через базу появляются фазовые сдвиги между токами на входе и выходе транзисторов. При этом коэффициент передачи тока базы hz\3 транзисторов уменьшается по модулю. Уменьшение /?„ и Л2Э обусловливает снижение в соответствии с выражением (4.28) коэффициента усиления по напряжению в области верхних частот.

Часто применяют схему двухтактного усилителя мощности с дополнительной симметрией и двумя источниками питания ( 4.18, а). Здесь оба транзистора V2 (п—р—п) и V3 (р—п—р) включены параллельно относительно источников питающего напряжения и относительно источника входного сигнала и сопротивления нагрузки. С помощью со-лротивлений яб! и #62 и диода VI устанавливается начальная рабочая точка. Так как падение напряжения на р — п-перехода диода VI меньше, чем нужно для смещения двух последовательно включенных база-эмиттерных переходов транзисторов в режим А, схема работает в режиме АВ, позволяющем получить

VT4 закрывается. Транзистор VT3 открывается эмиттерным током транзистора VT2 и также переходит в режим насыщения. При этом выходное напряжение соответствует напряжению низкого уровня и определяется напряжением насыщения транзистора VT3. Для того чтобы транзистор VT4 не открывался при понижении выходного напряжения, в схему введен транзистор VT5. Напряжение на базе VT4 в рассматриваемом состоянии ЛЭ ?/Б4 = ?/БЭЗ + ?/кэнас2, где ^БЭЗ — напряжение база — эмиттер транзистора VT3 в режиме насыщения; ?/кэнас2—напряжение насыщения транзистора VT2. Если предположить, что в худшем с точки зрения обеспечения запирания транзистора VT4 случае Vвых = U° « 0, то и при этом напряжение 1/Б4 := 0,7+0,1 = 0,8 В (при Т — 25 °С) недостаточно для отпирания двух последовательно включенных эмиттерных переходов транзисторов VT4 и VT5.

где ал — температурный коэффициент тока, задаваемого в эмиттеры; Т, — Т2 — разность температур коллекторных переходов транзисторов, образующих дифференциальную пару. Для определения дрейфа усилителей на униполярных транзисторах прежде всего учитывают температурные зависимости тока насыщения и напряжения отсечки, определяемые соотношениями

на искажение формы импульса, прежде всего составляют полную схему замещения четырехполюсника, учитывая в ней все факторы, влияющие на частотные свойства [паразитные емкости ламп, импульсных трансформаторов, индуктивности рассеяния трансформаторов, емкостные свойства /ьп-переходов транзисторов, зависимость коэффициентов усиления транзисторов от скорости процесса (от частоты со)].

В области верхних частот необходимо учитывать барьерные емкости коллекторных переходов транзисторов, сопротивления которых снижаются с ростом частоты, шунтируя нагрузку и уменьшая ее сопротивление. Кроме того, вследствие конечной скорости перемещения неосновных носителей заряда через базу

1) задержка распространения сигнала, характеризующая быстродействие схемы и представляющая собой среднее время задержки выходного сигнала относительно сигнала на входе. Основными факторами, определяющими задержку распространения сигнала через схему, являются емкости переходов транзисторов и диодов, паразитные емкости, а также инерционность процесса переключения диодов и транзисторов, обусловленная процессами накопления и рассасывания заряда в их структурах;

Так как в качестве каскадов предварительного усиления используются в основном усилители звукового диапазона с верхней частотой до десятков килогерц, то учитывать в этих каскадах емкостные составляющие сопротивлений р-п переходов транзисторов нет необходимости. Чтобы не путать Н-параметры транзистора для звукового диапазона, в котором не учитываются реактивные составляющие сопротивлений р-п переходов, с высокочастотными Я-параметрами, для обозначения первых используется буква h. Смешанная А-система по сравнению с У-системами получила наибольшее распространение. Это связано с тем, что на входе ft-системы осуществляется режим холостого хода (задается режимный ток), а на выходе — режим короткого замыкания (задается режимное напряжение), что позволяет более точно измерить /i-параметры транзистора. Система уравнений активного четырехполюсника в /г-системе для звукового диапазона частот записывается в виде

В том случае, когда требуется усиливать слабые сигналы, в УПТ вместо стабилитрона используют цепочку последовательно соединенных диодов, как это показано штриховой линией на 6.3, б. Динамическое сопротивление смещенных в прямом направлении диодов или р-п переходов транзисторов, так же как и стабилитрона, незначительно, поэтому эмиттерный повторитель практически нагружен на резистор Rz- На каждом р-п переходе происходит падение постоянного напряжения около

При отсутствии ослабления синфазной помехи входным каскадом возмэжна перегрузка последующих каскадов и, как следствие, появление нелинейных искажений, связанных с усилением помехи. Чтобы избежать перегрузки каскадов сигналом помехи, необходимо увеличить сопротивление резистора R3. Однако с увеличением /?э необходимо повышать и напряжение источников питания, чтобы не изменился режим питания транзисторов по постоянному току. Делать это неэкономично и опасно для р-п переходов транзисторов. Выход из такого противоречивого положения был найден в результате замены резистора /?э динамической нагрузкой, а точнее ГСТ.

1. Выбираем простейший симметричный мультивибратор с коллек-торно-базовыми связями ( 6.19). Требования к нестабильности генератора (б<и = 5%) и скважности импульсов обусловливают необходимость замены RC времязадающих цепей на ИМЭ. Так как фронт импульса меньше 1 мкс, то параллельно резистору RM3 включена ускоряющая емкость Су. Для уменьшения длительности среза и спада вер-ши-ны выходного импульса включены корректирующие диоды Д1 нДЗ. Диоды Д2, Д4 предотвращают пробой эмиттерных переходов транзисторов и обеспечивают быстрый перезаряд конденсаторов мостов. В качестве Д/, Д2, ДЗ и Д4 можно использовать диоды типа Д220.