Приращения напряжения

14.1 (Р). Получите формулу для расчета коэффициента усиления по напряжению /d/= ивых/«вх в схеме эмиттерного повторителя ( 1.14.1) (в задачах 14.1— 14.3 имеются в виду малые приращения напряжений на входе и выходе).

напряжению. Его значения лежат в пределах 0,002—0,0002. Как показывает анализ устройств на транзисторах, в большинстве практических расчетов им можно пренебречь, т. е. полагать равным нулю. Параметр /I2j3 —безразмерный коэффициент передачи тока, характеризующий усилительные (по току) свойства транзистора при постоянном напряжении на коллекторе. Параметр /122э имеет размерность проводимости и характеризует выходную проводимость транзистора при постоянном токе базы. Н- параметры транзистора позволяют достаточно просто создать его схему замещения, в которой присутствуют только резисторы и управляемый источник тока (см. 1.23, б). Приращения напряжений и токов в схеме на 1.23, б связаны системой управлений (1.8) при Л12=0.

вход). Если плечи моста симметричны (транзисторы идентичны, а RKI — RKz) и f/вх = 0, то начальные токи покоя транзисторов одинаковы. При этом напряжения на коллекторах UK\ и f/K2 относительно заземленной точки схемы также равны, поэтому разность потенциалов между коллекторами (на нагрузке Rn) равна нулю. Изменение напряжения питания, температуры или воздействие какого-либо другого дестабилизирующего фактора вызывает равные приращения начальных токов транзисторов, что обусловливает равные приращения напряжений на коллекторах 6t)Ki — 6t/K2. Однако баланс моста при этом сохраняется и напряжение на нагрузке (напряжение дрейфа) равно нулю. При наличии входного сигнала (t/BX > 0) приращения коллекторных токов, а следовательно, и напряжений на коллекторах будут равны, но противоположны по знаку, что приводит к разбалансу моста и появлению на нагрузке разности потенциалов (1/ВЫх =7^0), за счет ко-

где Д?/н, Д?/у — приращения напряжений соответственно на зажимах нагрузочного сопротивления и на зажимах обмотки управления.

Эффекты накопления зарядов в транзисторе можно моделировать путем введения следующих емкостей: двух нелинейных барьерных емкостей p-n-переходов, двух нелинейных диффузионных емкостей и постоянной емкости относительно подложки. Учет накопления зарядов позволяет анализировать частотные и переходные характеристики транзистора. Барьерные емкости моделируют приращение зарядов неподвижных носителей, находящихся в обедненном слое, в случае приращения напряжений на соответствующих р-и-переходах. Барьерная емкость каждого из p-n-переходов является существенно нелинейной функцией напряжения. Введением в эквивалентную схему диффузионных емкостей учитывают влияние зарядов подвижных носителей в транзисторе. Этот заряд подразделяется на две составляющие, одна из которых связана с током коллекторного генератора, а другая — с током эмиттерного генератора. Учет емкости транзистора относительно подложки необходим для анализа характеристик не только интегрального транзистора, но также других элементов ИМС. В действительности эта емкость представляет собой барьерную емкость р-п-перехода и зависит от напряжения между эпитаксиальным слоем и подложкой. В большинстве случаев ее представляют в виде постоянной емкости, что достаточно точно характеризует влияние изолирующего перехода.

Если входное напряжение возрастает, то увеличивается и обратный ток диода, возрастает ток / и падение напряжения на гасящем сопротивлении Rr. Приращения напряжений Д(Л,( и Д//?г взаимно компенсируются, a L/вых сохраняется на заданном уровне.

1-100. Уменьшение напряжения катод—сетка на Afc ( 1.100) вызывает увеличение анодного тока на Д/а, что приводит к изменению напряжений Ua и t/ак. В каком соотношении будут находиться приращения напряжений AUa и ДУак? Указать правильный ответ.

Ha характеристике 4.28, а можно выделить следующие характерные области. При 0 < ывх < (Л (область /) входное напряжение мало, и многоэмиттерный транзистор 7\ (см. 4.21) насыщен, а транзистор Т2 — заперт. Напряжение «g2 на базе Т2 меньше напряжения отсечки еоб2, напряжение на коллекторе «К2 близко к -}-?; это напряжение повторяется с помощью транзистора Т3 на выходе. При ывх = Ui напряжение на базе Tz U6Z ~ ?Л + L/кэг н! достигнет значения еоб2. Транзистор Т2 отопрется и перейдет в активный режим, появятся эмиттерный и коллекторный токи. При дальнейшем увеличении ывх напряжение иэ2 = 1э2Кз начинает возрастать, а напряжение и„2 = Е — iKzRz снижаться. Так как номиналы резисторов RZ и Rs близки, а токи iH2 и га2 транзистора Т2, работающего в активном режиме, отличаются несущественно, то приращения напряжений ы„2 и ыэ2 по абсолютному значению примерно одинаковы. Так как согласно (3.18) коэффициент усиления каскада на транзи-

На 1.8 и 1.9 приведен способ определения дифференциальных параметров триодов с использованием семейств статических анодно-сеточных или анодных характеристик. С этой целью берут небольшие приращения напряжений и токов в пределах рабочего участка характеристики и строят так называемый характеристический треугольник (ABC). С учетом масштаба катеты треугольника на 1.8 позволяют определить значения приращений сеточного напряжения и анодного тока. Приращение анодного напряжения находят как разность напряжений, при которых сняты характеристики, использованные при построении характеристического треугольника. Значения дифференциальных параметров определяют из выражений (1.3) — (1.5). Для семейства характеристик 1.8

моста, двумя плечами которого являются внутренние сопротивления транзисторов 7\ и Т2, а двумя другими — резисторы RKI и RX2- К одной диагонали моста подключен источник питания Ек, а к другой - внешняя нагрузка RH. Входной сигнал постоянного или медленно изменяющегося тока прикладывается к базам обоих транзисторов (симметричный вход). Если плечи моста симметричны (транзисторы идентичны, a RKi = ЯК2) и UBX = 0, то начальные токи покоя транзисторов одинаковы. При этом напряжения на коллекторах [7к1 и UK2 относительно заземленной точки схемы также равны, поэтому разность потенциалов между коллекторами (на нагрузке RH) равна нулю. Изменение напряжения питания, температуры или воздействие какого-либо другого дестабилизирующего фактора вызывают равные приращения начальных токов транзисторов, что обусловливает равные приращения напряжений на коллекторах Д1/к1 = Д1/к2. Однако баланс моста при этом сохраняется и напряжение на нагрузке (напряжение дрейфа) равно нулю. При наличии входного сигнала (17ВХ > 0) приращения коллекторных токов, а следовательно, и напряжений на коллекторах будут равны, но противоположны по направлению, что приводит к разбалансу моста и появлению на нагрузке разности потенциалов (1/вых + 0), за счет которой в резисторе RH протекает ток усиленного сигнала.

тока постоянным приращения напряжений на аноде и на Сетке должны быть разных знаков, т. е. уменьшение отрицательного напряжения на сетке следует скомпенсировать уменьшением положительного напряжения на аноде. При этом проницаемость лампы всегда остается положительной величиной.

Коэффициент усиления МУ по напряжению представляет собой отношение приращения напряжения приемника к приращению напряжения обмотки управления:

Дифференциальным сопротивлением гд нелинейного элемента называют величину, равную отношению малого приращения напряжения на н.э. к малому приращению тока в нем. Дифференциальное сопротивление пропорционально тангенсу угла наклона р касательной в данной точке а характеристики к оси токов:

1 Дифференциальное сопротивление — скалярная величина, равная пределу отношения приращения напряжения на нелинейном элементе к приращению тока в нем, когда последнее приращение стремится к нулю (ТТЭ).

1. Находим приращения напряжения смещения Д?Б , компенсирующие разброс параметров транзистора. Не имея данных о корреляции между выходными характеристиками Л21Э, будем вести расчет на худший случай, когда имеют место предельные отклонения, требующие изменения напряжения смещения с одним знаком.

— дифференциальное сопротивление гст — отношение приращения напряжения на стабилитроне к приращению тока в режиме стабилизации гст = Д?/СТ/Д/СТ; величина гст характеризует степень стабильности напряжения стабилизации при изменении тока пробоя: чем меньше ее значение, тем лучше осуществляется стабилизация;

Дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода равно отношению приращения напряжения на переходе и приращению тока эмиттера при коротком замыкании в цепи коллектора по переменному ток/:

Дифференциальное сопротивление коллекторноге перехода гп равно отношению приращения напряжения на этом переходе к приращению тока коллектора в режиме холостого хода в цепи эмиттера по переменному току:

катушке и резисторе. В соответствии с законами Кирхгофа и Ома приращения напряжения и тока на элементе

Эти коэффициенты в общем случае определяются как отношение приращения напряжения или тока на выходе к соответствующим изменениям параметров на входе (см. 9.1). В некоторых случаях при искажении формы усиливаемого сигнала приходится пользоваться отношением амплитудных значений переменного напряжения или тока. В зависимости от технических требований коэффициенты усиления могут изменяться в широких пределах, от единиц до миллионов. Для отдельного каскада или многокаскадного усилителя эти показатели не являются строго постоянными величинами, а зависят в той или иной степени от различных факторов: напряжения источника питания, режима работы, амплитуды и частоты усиливаемого сигнала и г .д.

Выходным сопротивлением стабилизатора называют отношение приращения напряжения на выходе стабилизатора к вызвавшему его приращению тока нагрузки при постоянстве входного напряжения и других дестабилизирующих факторов:

Если рассмотренный процесс проанализировать более тщательно, то окажется, что в действительности он ме является периодическим. По мере перехода энергии электрического поля в магнитное и обратно энергия частично -расходуется необратимо, переходя, например, и тепловую. Такое необратимое расходование энергии происходит на так называемом сопротивлении потерь Яп=Ди/Д?, где Аи и At — приращения напряжения и тока на этом сопротивлении за некоторый малый промежуток времени А?<С7"0. За счет указанных потерь амплитуда собственных колебаний уменьшается с течением времени ( 3.37, в), т. е. эти колебания являются затухающими. При этом несколько уменьшается и интервал Тс, который условно может быть назван периодом затухающих колебаний. При малых потерях этот период уменьшается незначительно по сравнению с периодом Го(ГсжГ0). Поэтому частота собственных колебаний (собственная частота колебательного контура) определяется приближенно следующим образом: