Определяемых выражениями

Первым наиболее простым методом является метод интерполяции. При интерполировании выбирается п значений переменной к внутри (и на краях) заданного интервала, равное числу определяемых параметров, так, чтобы в этих п точках, называемых узлами интерполяции, заданная и аппроксимирующая функция совпадали. Можно составить п уравнений:

Однако сказанное выше изменит лишь число и вид определяемых параметров, характер уравнений, описывающих динамику системы, но не влияет на общую методику и алгоритм решения поставленной задачи идентификации.

где А — квадратная (п X п) матрица; В — столбцовая (ге X 1) .матрица с элементами, впчисляемыми расчетными уравнениями параметрической идентификации; х — столбцовая матрица (п X 1) определяемых параметров; п — число определяемых параметров.

NP ЧИСЛО ОПРЕДЕЛЯЕМЫХ ПАРАМЕТРОВ

t' ЧИСЛО ОПРЕДЕЛЯЕМЫХ ПАРАМЕТРОВ NP'>

^' ЧИСЛО ОПРЕДЕЛЯЕМЫХ ПАРАМЕТРОВ *iP',Ii)

МР ЧИСЛО ОПРЕДЕЛЯЕМЫХ ПАРАМЕТРОВ

и FORMAT С ЧИСЛО ОПРЕДЕЛЯЕМЫХ ПАРАМЕТРОВ МР',13>

с ч Р ЧИСЛО ОПРЕДЕЛЯЕМЫХ ПАРАМЕТРОВ

0 0 0 7 10 FOHr-UT (' ЧИСЛО ОПРЕДЕЛЯЕМЫХ ПАРАМЕТРОВ NP ' )

®*08 1 1 FORMAT {' ЧИСЛО ОПРЕДЕЛЯЕМЫХ ПАРАМЕТРОВ МР',15)

В (9.11) в отличие от (7.1) появились дополнительные члены, пропорциональные произведению потокосцеплений на угловую частоту вращения ротора, которые представляют собой ЭДС вращения (см. § 3.3). Уравнения равновесия напряжений роторных контуров сохраняют свой вид (7.2) и (7.5) при потокоецеплениях, определяемых выражениями (9.9) и (9.10).

На рис, 9.7 изображен граф, соответствующий воспроизведению измерительной процедуры (1 П и определению полной погрешности и ее компонент, определяемых выражениями (2.9)... (/.12), На 9.8 лредставлен граф, иллюстрирующий воспроизведение принятой измеритель; пи процедуры (1.2) в целях определения полной методически;! погрешности и ее составляющих, выражаемых соотношениями (2,1Ь}....(2.21). Наконец, на 9.9 изображен граф воспроизведен! м измерительных процедур (1.1) и (1.2) в целях определения полной инструментальной погрешности и ее компонент» соответствии' с выражениями (2.22)...(2.25).

Для полевых транзисторов также используются схемы замещения уравнений активного линейного четырехполюсника. Как отмечалось в § 13-4, для полевых транзисторов — приборов, управляемых напряжением, используется система г/-парамет-ров, определяемых выражениями (13-14)—(13-17). Схема замещения для транзистора, включенного но схеме ОН, показана на 16-13.

При сигнале e(f) и импульсной характеристике g(f), определяемых выражениями (7.84) и (7.86), входящие в общее выражение (7.17) величины Л(0, 0(0, 9(0 и у(0 принимают следующий вид:

Для полевых транзисторов также используются схемы замещения уравнений активного линейного четырехполюсника. Как отмечалось в § 13-4, для полевых транзисторов — приборов, управляемых напряжением, используется система г/-парамет-ров, определяемых выражениями (13-14)—(13-17). Схема замещения для транзистора, включенного но схеме ОН, показана на 16-13.

Из сравнения (5.164) с (5.151) видно, что частотная и фазовая характеристики дроссельяо-реостатяого каскада в области нижних частот не отличаются от характеристик реостатно-трансформаторного каскада в этой же области частот, определяемых выражениями (5.153). _

Если усилитель не вносит частотных искажений и фазовых сдвигов, то частотнозависимая отрицательная обратная связь при малых фазовых сдвигах (созфр«г — 1), как нетрудно найти из (7.38) аналогичным методом, приведёт к появлению в усилителе с обратной связью частотных искажений и фазовых сдвигов, определяемых выражениями:

10.19. Решить задачу 10.18 для переходных характеристик h(t), определяемых выражениями: а) 2 —е~100'; б) 1 — е~100' — е~200'; в) Зе-200' sin 400/.

Из сравнения (5.164) с (5.151) видно, что частотная и фазовая характеристики дроссельно-реостатпого каскада в области нижних частот не отличаются от характеристик реостатно-трансформаторного каскада в этой же области частот, определяемых выражениями (5.153).

Если усилитель не вносит частотных искажений и фазовых сдвигов, то частотнозависимая отрицательная обратная связь при малых фазовых сдвигах (соз<р„«= — 1), как нетрудно найти из (7.38) аналогичным методом, приведёт к появлению в усилителе с обратной связью частотных искажений и фазовых сдвигов, определяемых выражениями:

Из двух значений 1КЗ, определяемых выражениями (25.3) и (25.4), следует выбрать меньшее;